我們都懂得如何利用二極管來實現開關，但是，我們只能對其進行開關操作，而不能逐漸控制信號流。此外，二極管作為開關取決于信號流的方向；我們不能對其編程以通過或屏蔽一個信號。對于諸如“流控制”或可編程開關之類的應用，我們需要一種三端器件和雙極型三極管。我們都聽說過 Bardeen &Brattain，是他們偶然之間發明了三極管，就像許多其它偉大的發現一樣。
結構上，它由兩個背靠背的結實現(這不是一筆大交易，早在 Bardeen 之前，我們可能就是采用相同的結構實現了共陰極)，但是，在功能上它是完全不同的器件，就像一個控制發射極電流流動的“龍頭”—操作龍頭的“手”就是基極電流。雙極型三極管因此就是電流受控的器件。
場效應三極管(FET)盡管結構上不同，但是，提供相同的“龍頭”功能。差異在于：FET 是電壓受控器件；你不需要基極電流，而是要用電壓實施電流控制。雙極型三極管誕生于 1947 年，不久之后一對杰出的父子 Shockley 和 Pearson 就發明了(至少是概念)FET。為了與較早出現的雙極型“孿生兄弟”相區別，FET的三個電極分別被稱為漏極、柵極和源極，對應的三極管的三個電極分別是集電極、基極和發射極。FET有兩個主要變種，它們針對不同類型的應用做了最優化。JFET(結型 FET)被用于小信號處理，而MOSFET(金屬氧化物半導體 FET)主要被用于線性或開關電源應用。
當把雙極型三極管按照比例提高到功率應用的時候，它顯露出一些惱人的局限性。確實，你仍然可以在洗衣機、空調機和電冰箱中找到它們的蹤影，但是，對我們這些能夠忍受一定程度的家用電器低效能的一般消費者來說，這些應用都是低功率應用。在一些 UPS、電機控制或焊接機器人中仍然采用雙極型三極管，但是，它們的用途實際上被限制到小于 10KHz 的應用，并且在整體效率成為關鍵參數的技術前沿應用中，它們正加速退出。
作為雙極型器件，三極管依賴于被注入到基極的少數載流子來“擊敗”(電子和空穴)復合并被再次注入集電極。為了維持大的集電極電流，我們要從發射極一側把電流注入基極，如果可能的話，在基極/集電極的邊界恢復所有的電流(意味著在基極的復合要保持為最小)。
但是，這意味著當我們想要三極管打開的時候，在基極中存在復合因子低的大量少數載流子，開關在閉合之前要對它們進行處理，換言之，與所有少數載流子器件相關的存儲電荷問題限制了[敏感詞]工作速度。FET 的主要優勢目前帶來了一線曙光：作為多數載流子器件，不存在已存儲的少數電荷問題，因此，其工作頻率要高得多。MOSFET 的開關延遲特性完全是因為寄生電容的充電和放電。
人們可能會說：在高頻應用中需要開關速度快的 MOSFET，但是，在我的速度相對較低的電路中，為什么要采用這種器件？答案是直截了當的：改善效率。該器件在開關狀態的持續時間間隔期間，既具有大電流，又具有高電壓；由于器件的工作速度更快，所以，所損耗的能量就較少。在許多應用中，僅僅這個優勢就足以補償較高電壓 MOSFET 存在的導通損耗稍高的問題，例如，如果不用它的話，頻率為150KHz 以上的開關模式電源(SMPS)根本就無法實現。
雙極型三極管受電流驅動，實際上，因為增益(集電極和基極電流之比)隨集電極電流(IC)的增加而大幅度降低，我們要驅動的電流越大，則我們需要提供給基極的電流也越大。一個結果使雙極型三極管開始消耗大量的控制功率，從而降低了整個電路的效率。
使事情更糟糕的是：這種缺點在工作溫度更高的情況下會加重。另外一個結果是需要能夠快速泵出和吸收電流的相當復雜的基極驅動電路。相比之下，(MOS)FET 這種器件在柵極實際上消耗的電流為零；甚至在 125°C 的典型柵極電流都小于100nA。一旦寄生電容被充電，由驅動電路提供的泄漏電流就非常低。此外，用電壓驅動比用電流驅動的電路簡單，這正是(MOS)FET 為什么對設計工程師如此有吸引力的另外一個原因。
另一方面，其主要優點是不存在二次損壞機制。如果嘗試用雙極型三極管來阻塞大量的功率，在任何半導體結構中的不可避免的本地缺陷將扮演聚集電流的作用，結果將局部加熱硅片。因為電阻的溫度系數是負的，本地缺陷將起到低阻電流路徑的作用，導致流入它的電流更多，自身發熱越來越多，最終出現不可逆轉的破壞。相比之下，MOSFET 具有正的電阻熱系數。
另一方面，隨著溫度的升高，RDS(on)增加的劣勢可以被感察覺到，由于載子移動性在 25°C 和 125°C之間降低，這個重要的參數大概要翻番。再一方面，這同一個現象帶來了巨大的優勢：任何試圖像上述那樣發生作用的缺陷實際上都會從它分流—我們將看到的是“冷卻點”而不是對雙極器件的“熱點”特性！這種自冷卻機制的同等重要的結果是便于并聯 MOSFET 以提升某種器件的電流性能。
雙極型三極管對于并聯非常敏感，要采取預防措施以平分電流(發射極穩定電阻、快速響應電流感應反饋環路)，否則，具有[敏感詞]飽和電壓的器件會轉移大部分的電流，從而出現上述的過熱并最終導致短路。
要注意 MOSFET，除了設計保險的對稱電路和平衡柵極之外，它們不需要其它措施就可以被并聯起來，所以，它們同等地打開，讓所有的三極管中流過相同大小的電流。此外，好處還在于如果柵極沒有獲得平衡，并且溝道打開的程度不同，這仍然會導致穩態條件下存在一定的漏極電流，并且比其它的要稍大。
對設計工程師有吸引力的一個有用功能是 MOSFET 具有獨特的結構：在源極和漏極之間存在“寄生”體二極管。盡管它沒有對快速開關或低導通損耗進行最優化，在電感負載開關應用中，它不需要增加額外的成本就起到了箝位二極管的作用。
JFET 的基本想法(圖 1)是通過調節(夾斷)漏-源溝道之間的截面積來控制流過從源極到漏極的電流。利用反相偏置的結作為柵極可以實現這一點；其(反相)電壓調節耗盡區，結果夾斷溝道，并通過減少其截面積來提高它的電阻。由于柵極沒有施加電壓，溝道的電阻數值[敏感詞]，并且流過器件的漏極電流[敏感詞]。隨著柵極電壓的增加，兩個耗盡區的開頭前進，通過提高溝道電阻降低了漏極電流，直到兩個耗盡區的開頭相遇時才會出現總的夾斷。
MOSFET 利用不同類型的柵極結構開發了 MOS 電容的特性。通過改變施加在 MOS 結構的頂端電極的偏置的數值和極性，你可以全程驅動它下面的芯片直到反轉。圖 2 顯示了一個 N 溝道 MOSFET 的簡化結構，人們稱之為垂直、雙擴散結構，它以高度濃縮的 n 型襯底開始，以最小化溝道部分的體電阻。
在它上面要生長了一層 n-epi，并制成了兩個連續的擴散區，p 區中合適的偏置將產生溝道，而在它里面擴散出的 n+區定義了源極。下一步，在形成磷摻雜多晶硅之后，要生長薄的高品質柵極氧化層，從而形成柵極。要在定義源極和柵電極的頂層上開接觸窗口，與此同時，整個晶圓的底層使漏極接觸。由于在柵極上沒有偏置，n+源和 n 漏被 p 區分隔，并且沒有電流流過(三極管被關閉)。
如果向柵極施加正偏置，在 p 區中的少數載流子(電子)就被吸引到柵極板下面的表面。隨著偏置電壓的增加，越來越多的電子被禁閉在這塊小空間之中，本地的“少子”集中比空穴(p)集中還要多，從而出現“反轉”(意味著柵極下面的材料立即從 p 型變成 n 型)。現在，在把源極連接到漏極的柵結構的下面的 p 型材料中形成了 n“溝道”；電流可以流過。就像在 JFET(盡管物理現象不同)中的情形一樣，柵極(依靠其電壓偏置)控制源極和漏極之間的電流。
MOSFET 制造商很多，幾乎每一家制造商都有其工藝優化和商標。IR 是 HEXFET 先鋒，摩托羅拉構建了 TMOS，Ixys 制成了 HiPerFET 和 MegaMOS，西門子擁有 SIPMOS 家族的功率三極管，而 AdvancedPower Technology 擁有 Power MOS IV 技術，不一而足。不論工藝被稱為 VMOS、TMOS 或 DMOS，它都具有水平的柵結構且電流垂直流過柵極。
功率 MOSFET 的特別之處在于：包含像圖 2 中并行連接所描述的那樣的多個“單元”的結構。具有相同RDS(on)電阻的 MOSFET 并聯，其等效電阻為一個MOSFET 單元的 RDS(on)的 1/n。裸片面積越大，其導通電阻就越低，但是，與此同時，寄生電容就越大，因此，其開關性能就越差。
如果一切都是如此嚴格成正比且可以預測的話，有什么改進的辦法嗎？是的，其思路就是最小化(調低)基本單元的面積，這樣在相同的占位空間中可以集成更多的單元，從而使 RDS(on)下降，并維持電容不變。為了成功地改良每一代 MOSFET 產品，有必要持續地進行技術改良并改進晶體圓制造工藝(更出色的線蝕刻、更好的受控灌注等等)。
但是，持續不斷地努力開發更好的工藝技術不是改良 MOSFET 的[敏感詞]途徑；概念設計的變革可能會極大地提高性能。這樣的突破就是飛利浦去年 11 月宣布：開發成功 TrenchMOS 工藝。其柵結構不是與裸片表面平行，現在是構建在溝道之中，垂直于表面，因此，占用的空間較少并且使電流的流動真正是垂直的(見圖 3)。在 RDS(on)相同的情況下，飛利浦的三極管把面積減少了 50%；或者，在相同的電流處理能力下，把面積減少了 35%。
我們把 MOSFET 與更為[敏感詞]、更為常用的雙極型三極管進行了比較，我們看到MOSFET 比 BJT 所具備的主要優勢，我們現在也意識到一些折衷。最重要的結論在于：整個電路的效率是由具體應用決定的；工程師要在所有的工作條件下仔細地評估傳導和開關損耗的平衡，然后，決定所要使用的器件是常規的雙極型、MOSFET 或可能是 IGBT？
MOSFET 的原意是：MOS（Metal Oxide Semiconductor 金屬氧化物半導體），FET（Field Effect Transistor 場效應晶體管），即以金屬層（M）的柵極隔著氧化層（O）利用電場的效應來控制半導體（S）的場效應晶體管。
功率場效應晶體管也分為結型和絕緣柵型,但通常主要指絕緣柵型中的 MOS 型（Metal Oxide Semiconductor FET）,簡稱功率 MOSFET（Power MOSFET）。結型功率場效應晶體管一般稱作靜電感應晶體管（Static Induction Transistor——SIT）。其特點是用柵極電壓來控制漏極電流，驅動電路簡單，需要的驅動功率小，開關速度快，工作頻率高，熱穩定性優于 GTR，但其電流容量小，耐壓低，一般只適用于功率不超過 10kW 的電力電子裝置。
功率 MOSFET 的種類：按導電溝道可分為 P 溝道和 N 溝道。按柵極電壓幅值可分為；耗盡型；當柵極電壓為零時漏源極之間就存在導電溝道，增強型；對于N（P）溝道器件，柵極電壓大于（小于）零時才存在導電溝道，功率 MOSFET 主要是 N溝道增強型。
2.1 功率 MOSFET 的結構
功率 MOSFET 的內部結構和電氣符號如圖 1 所示；其導通時只有一種極性的載流子（多子）參與導電，是單極型晶體管。導電機理與小功率 mos 管相同，但結構上有較大區別，小功率 MOS 管是橫向導電器件，功率 MOSFET 大都采用垂直導電結構，又稱為 VMOSFET（Vertical MOSFET），大大提高了 MOSFET 器件的耐壓和耐電流能力。
按垂直導電結構的差異，又分為利用 V 型槽實現垂直導電的 VVMOSFET 和具有垂直導電雙擴散 MOS 結構的 VDMOSFET（Vertical Double-diffused MOSFET），本文主要以 VDMOS 器件為例進行討論。
功率 MOSFET 為多元集成結構，如國際整流器公司（International Rectifier）的 HEXFET 采用了六邊形單元；西門子公司（Siemens）的 SIPMOSFET 采用了正方形單元；摩托羅拉公司（Motorola）的 TMOS 采用了矩形單元按“品”字形排列。
截止：漏源極間加正電源，柵源極間電壓為零。P 基區與 N 漂移區之間形成的 PN 結 J1 反偏，漏源極之間無電流流過。
導電：在柵源極間加正電壓 UGS，柵極是絕緣的，所以不會有柵極電流流過。但柵極的正電壓會將其下面 P 區中的空穴推開，而將 P 區中的少子—電子吸引到柵極下面的 P 區表面。
當 UGS 大于 UT（開啟電壓或閾值電壓）時，柵極下 P 區表面的電子濃度將超過空穴濃度，使 P 型半導體反型成 N 型而成為反型層，該反型層形成 N 溝道而使 PN 結 J1 消失，漏極和源極導電。
2.3.1 靜態特性；其轉移特性和輸出特性如圖 2 所示。
漏極電流 ID 和柵源間電壓 UGS 的關系稱為 MOSFET 的轉移特性，ID 較大時，ID 與 UGS 的關系近似線性，曲線的斜率定義為跨導 GfsMOSFET 的漏極伏安特性（輸出特性）：截止區（對應于 GTR 的截止區）；飽和區（對應于 GTR 的放大區）；非飽和區（對應于 GTR 的飽和區）。電力 MOSFET 工作在開關狀態，即在截止區和非飽和區之間來回轉換。電力 MOSFET 漏源極之間有寄生二極管，漏源極間加反向電壓時器件導通。電力 MOSFET 的通態電阻具有正溫度系數，對器件并聯時的均流有利。
2.3.2 動態特性；其測試電路和開關過程波形如圖 3 所示。
開通過程；開通延遲時間 td(on) —up 前沿時刻到 uGS=UT 并開始出現 iD 的時刻間的時間段；上升時間 tr— uGS 從 uT 上升到 MOSFET 進入非飽和區的柵壓 UGSP 的時間段；iD 穩態值由漏極電源電壓 UE 和漏極負載電阻決定。UGSP 的大小和 iD 的穩態值有關，UGS 達到 UGSP 后，在 up 作用下繼續升高直至達到穩態，但 iD 已不變。
關斷延遲時間 td(off) —up 下降到零起，Cin 通過 Rs 和 RG 放電，uGS 按指數曲線下降到 UGSP 時，iD 開始減小為零的時間段。
下降時間 tf— uGS 從 UGSP 繼續下降起，iD 減小，到 uGS
MOSFET 的開關速度和 Cin 充放電有很大關系，使用者無法降低 Cin，但可降低驅動電路內阻 Rs減小時間常數，加快開關速度，MOSFET 只靠多子導電，不存在少子儲存效應，因而關斷過程非常迅速，開關時間在 10—100ns之間，工作頻率可達 100kHz 以上，是主要電力電子器件中[敏感詞]的。
場控器件靜態時幾乎不需輸入電流。但在開關過程中需對輸入電容充放電，仍需一定的驅動功率。開關頻率越高，所需要的驅動功率越大。
在器件應用時除了要考慮器件的電壓、電流、頻率外，還必須掌握在應用中如何保護器件，不使器件在瞬態變化中受損害。
當然晶閘管是兩個雙極型晶體管的組合，又加上因大面積帶來的大電容，所以其 dv/dt 能力是較為脆弱的。對 di/dt 來說，它還存在一個導通區的擴展問題，所以也帶來相當嚴格的限制。
功率 MOSFET 的情況有很大的不同。它的 dv/dt 及 di/dt 的能力常以每納秒（而不是每微秒）的能力來估量。但盡管如此，它也存在動態性能的限制。這些我們可以從功率 MOSFET 的基本結構來予以理解。
圖 4 是功率 MOSFET 的結構和其相應的等效電路。除了器件的幾乎每一部分存在電容以外，還必須考慮 MOSFET 還并聯著一個二極管。同時從某個角度看、它還存在一個寄生晶體管。（就像 IGBT 也寄生著一個晶閘管一樣）。這幾個方面，是研究MOSFET 動態特性很重要的因素。
首先 MOSFET 結構中所附帶的本征二極管具有一定的雪崩能力。通常用單次雪崩能力和重復雪崩能力來表達。當反向 di/dt很大時，二極管會承受一個速度非常快的脈沖尖刺，它有可能進入雪崩區，一旦超越其雪崩能力就有可能將器件損壞。作為任一種 PN 結二極管來說，仔細研究其動態特性是相當復雜的。它們和我們一般理解 PN 結正向時導通反向時阻斷的簡單概念很不相同。當電流迅速下降時，二極管有一階段失去反向阻斷能力，即所謂反向恢復時間。PN 結要求迅速導通時，也會有一段時間并不顯示很低的電阻。在功率 MOSFET 中一旦二極管有正向注入，所注入的少數載流子也會增加作為多子器件的 MOSFET 的復雜性。
功率 MOSFET 的設計過程中采取措施使其中的寄生晶體管盡量不起作用。在不同代功率 MOSFET 中其措施各有不同，但總的原則是使漏極下的橫向電阻 RB 盡量小。因為只有在漏極 N 區下的橫向電阻流過足夠電流為這個 N 區建立正偏的條件時，寄生的雙極性晶閘管才開始發難。然而在嚴峻的動態條件下，因 dv/dt 通過相應電容引起的橫向電流有可能足夠大。此時這個寄生的雙極性晶體管就會起動，有可能給 MOSFET 帶來損壞。所以考慮瞬態性能時對功率 MOSFET 器件內部的各個電容（它是dv/dt 的通道）都必須予以注意。
瞬態情況是和線路情況密切相關的，這方面在應用中應給予足夠重視。對器件要有深入了解，才能有利于理解和分析相應的問題。
在功率半導體器件中，MOSFET 以高速、低開關損耗、低驅動損耗在各種功率變換，特別是高頻功率變換中起著重要作用。
在低壓領域，MOSFET 沒有競爭對手，但隨著 MOS 的耐壓提高，導通電阻隨之以 2.4-2.6 次方增長，其增長速度使 MOSFET制造者和應用者不得不以數十倍的幅度降低額定電流，以折中額定電流、導通電阻和成本之間的矛盾。即便如此，高壓 MOSFET在額定結溫下的導通電阻產生的導通壓降仍居高不下，耐壓 500V 以上的 MOSFET 的額定結溫、額定電流條件下的導通電壓很高，耐壓 800V 以上的導通電壓高得驚人，導通損耗占 MOSFET 總損耗的 2/3-4/5，使應用受到極大限制。
3.1 降低高壓 MOSFET 導通電阻的原理與方法
3.1.1 不同耐壓的 MOSFET 的導通電阻分布。
不同耐壓的 MOSFET，其導通電阻中各部分電阻比例分布也不同。如耐壓30V 的 MOSFET，其外延層電阻僅為總導通電阻的 29%，耐壓 600V 的 MOSFET 的外延層電阻則是總導通電阻的 96.5%。由此可以推斷耐壓 800V 的 MOSFET 的導通電阻將幾乎被外延層電阻占據。欲獲得高阻斷電壓，就必須采用高電阻率的外延層，
并增厚。這就是常規高壓 MOSFET 結構所導致的高導通電阻的根本原因。
3.1.2 降低高壓 MOSFET 導通電阻的思路。
增加管芯面積雖能降低導通電阻，但成本的提高所付出的代價是商業品所不允許的。引入少數載流子導電雖能降低導通壓降，但付出的代價是開關速度的降低并出現拖尾電流，開關損耗增加，失去了 MOSFET的高速的優點。
以上兩種辦法不能降低高壓 MOSFET 的導通電阻，所剩的思路就是如何將阻斷高電壓的低摻雜、高電阻率區域和導電通道的高摻雜、低電阻率分開解決。如除導通時低摻雜的高耐壓外延層對導通電阻只能起增大作用外并無其他用途。這樣，是否可以將導電通道以高摻雜較低電阻率實現，而在 MOSFET 關斷時，設法使這個通道以某種方式夾斷，使整個器件耐壓僅取決于低摻雜的 N-外延層。基于這種思想，1988 年 INFINEON 推出內建橫向電場耐壓為 600V 的 COOLMOS，使這一想法得以實現。內建橫向電場的高壓 MOSFET 的剖面結構及高阻斷電壓低導通電阻的示意圖如圖 5 所示。
與常規 MOSFET 結構不同，內建橫向電場的 MOSFET 嵌入垂直 P 區將垂直導電區域的 N 區夾在中間，使 MOSFET 關斷時，垂直的 P 與 N 之間建立橫向電場，并且垂直導電區域的 N 摻雜濃度高于其外延區 N-的摻雜濃度。
當 VGS＜VTH 時，由于被電場反型而產生的 N 型導電溝道不能形成，并且 D，S 間加正電壓，使 MOSFET 內部 PN 結反偏形成耗盡層，并將垂直導電的 N 區耗盡。這個耗盡層具有縱向高阻斷電壓，如圖 5（b）所示，這時器件的耐壓取決于 P 與N-的耐壓。因此 N-的低摻雜、高電阻率是必需的。
當 CGS＞VTH 時，被電場反型而產生的 N 型導電溝道形成。源極區的電子通過導電溝道進入被耗盡的垂直的 N 區中和正電荷，從而恢復被耗盡的 N 型特性，因此導電溝道形成。由于垂直 N 區具有較低的電阻率，因而導通電阻較常規 MOSFET 將明顯降低。
通過以上分析可以看到：阻斷電壓與導通電阻分別在不同的功能區域。將阻斷電壓與導通電阻功能分開，解決了阻斷電壓與導通電阻的矛盾，同時也將阻斷時的表面 PN 結轉化為掩埋 PN 結，在相同的 N-摻雜濃度時，阻斷電壓還可進一步提高。
INFINEON 的內建橫向電場的 MOSFET，耐壓 600V 和 800V，與常規 MOSFET 器件相比，相同的管芯面積，導通電阻分別下降到常規 MOSFET 的 1/5， 1/10；相同的額定電流，導通電阻分別下降到 1/2 和約 1/3。在額定結溫、額定電流條件下，導通電壓分別從 12.6V，19.1V 下降到 6.07V，7.5V；導通損耗下降到常規 MOSFET 的 1/2 和 1/3。由于導通損耗的降低，發熱減少，器件相對較涼，故稱 COOLMOS。
相同額定電流的 COOLMOS 的管芯較常規 MOSFET 減小到 1/3 和 1/4，使封裝減小兩個管殼規格。
由于 COOLMOS 管芯厚度僅為常規 MOSFET 的 1/3，使 TO-220 封裝 RTHJC 從常規 1℃/W 降到 0.6℃/W；額定功率從125W 上升到 208W，使管芯散熱能力提高。
COOLMOS 的柵極電荷與開關參數均優于常規MOSFET，很明顯，由于 QG，特別是 QGD 的減少，使 COOLMOS 的開關時間約為常規 MOSFET 的 1/2；開關損耗降低約 50%。關斷時間的下降也與 COOLMOS 內部低柵極電阻(＜1Ω＝有關。
目前，新型的 MOSFET 無一例外地具有抗雪崩擊穿能力。COOLMOS 同樣具有抗雪崩能力。在相同額定電流下，COOLMOS 的 IAS 與 ID25℃相同。但由于管芯面積的減小，IAS 小于常規 MOSFET，而具有相同管芯面積時，IAS 和 EAS 則均大于常規 MOSFET。
COOLMOS 的[敏感詞]特點之一就是它具有短路安全工作區（SCSOA），而常規MOS 不具備這個特性。COOLMOS 的 SCSOA的獲得主要是由于轉移特性的變化和管芯熱阻降低。COOLMOS 的轉移特性如圖 6 所示。從圖 6 可以看到，當 VGS＞8V 時，COOLMOS 的漏極電流不再增加，呈恒流狀態。特別是在結溫升高時，恒流值下降，在[敏感詞]結溫時，約為 ID25℃的 2 倍，即正常工作電流的 3-3.5 倍。在短路狀態下，漏極電流不會因柵極的 15V 驅動電壓而上升到不可容忍的十幾倍的 ID25℃，使COOLMOS 在短路時所耗散的功率限制在 350V×2ID25℃，盡可能地減少短路時管芯發熱。管芯熱阻降低可使管芯產生的熱量迅速地散發到管殼，抑制了管芯溫度的上升速度。因此，COOLMOS 可在正常柵極電壓驅動，在 0.6VDSS 電源電壓下承受 10ΜS短路沖擊，時間間隔大于 1S，1000 次不損壞，使 COOLMOS 可像 IGBT 一樣，在短路時得到有效的保護。
3.3 關于內建橫向電場高壓 MOSFET 發展現狀
繼 INFINEON1988 年推出 COOLMOS 后，2000 年初 ST 推出 500V 類似于COOLMOS 的內部結構，使 500V，12A 的MOSFET 可封裝在 TO-220 管殼內，導通電阻為 0.35Ω，低于 IRFP450 的 0.4Ω，電流額定值與 IRFP450 相近。IXYS 也有使用 COOLMOS 技術的 MOSFET。IR 公司也推出了 SUPPER220，SUPPER247 封裝的超級 MOSFET，額定電流分別為 35A，59A，導通電阻分別為 0.082Ω，0.045Ω，150℃時導通壓降約 4.7V。從綜合指標看，這些 MOSFET 均優于常規 MOSFET，并不是因為隨管芯面積增加，導通電阻就成比例地下降，因此，可以認為，以上的 MOSFET 一定存在類似橫向電場的特殊結構，可以看到，設法降低高壓 MOSFET 的導通壓降已經成為現實，并且必將推動高壓 MOSFET 的應用。
3.4 COOLMOS 與 IGBT 的比較
600V、800V 耐壓的 COOLMOS 的高溫導通壓降分別約 6V，7.5V，關斷損耗降低 1/2，總損耗降低 1/2 以上，使總損耗為常規 MOSFET 的 40%-50%。常規 600V 耐壓 MOSFET 導通損耗占總損耗約 75%，對應相同總損耗超高速 IGBT 的平衡點達160KHZ，其中開關損耗占約 75%。由于 COOLMOS 的總損耗降到常規 MOSFET 的 40%-50%，對應的 IGBT 損耗平衡頻率將由 160KHZ 降到約40KHZ，增加了 MOSFET 在高壓中的應用。從以上討論可見，新型高壓MOSFET 使長期困擾高壓 MOSFET 的導通壓降高的問題得到解決；可簡化整機設計，如散熱器件體積可減少到原 40%左右；驅動電路、緩沖電路簡化；具備抗雪崩擊穿能力和抗短路能力；簡化保護電路并使整機可靠性得以提高。
功率 MOSFET 是電壓型驅動器件，沒有少數載流子的存貯效應，輸入阻抗高，因而開關速度可以很高，驅動功率小，電路簡單。但功率 MOSFET 的極間電容較大，輸入電容 CISS、輸出電容 COSS 和反饋電容 CRSS 與極間電容的關系可表述為：
功率 MOSFET 的柵極輸入端相當于一個容性網絡，它的工作速度與驅動源內阻抗有關。由于 CISS 的存在，靜態時柵極驅動電流幾乎為零，但在開通和關斷動態過程中，仍需要一定的驅動電流。假定開關管飽和導通需要的柵極電壓值為 VGS
開關管的開通時間 TON 包括開通延遲時間 TD 和上升時間 TR 兩部分。開關管關斷過程中，CISS 通過 ROFF 放電，COSS 由 RL 充電，COSS 較大，VDS（T）上升較慢，隨著 VDS(T)上升較慢，隨著 VDS（T）的升高 COSS 迅速減小至接近于零時，VDS（T）再迅速上升。
根據以上對功率 MOSFET 特性的分析，其驅動通常要求：觸發脈沖要具有足夠快的上升和下降速度；②開通時以低電阻力柵極電容充電，關斷時為柵極提供低電阻放電回路，以提高功率 MOSFET 的開關速度；③為了使功率 MOSFET 可靠觸發導通，觸發脈沖電壓應高于管子的開啟電壓，為了防止誤導通，在其截止時應提供負的柵源電壓；④功率開關管開關時所需驅動電流為柵極電容的充放電電流，功率管極間電容越大，所需電流越大，即帶負載能力越大。
圖 7（a）為常用的小功率驅動電路，簡單可靠成本低。適用于不要求隔離的小功率開關設備。圖 7（b）所示驅動電路開關速度很快，驅動能力強，為防止兩個 MOSFET 管直通，通常串接一個 0.5～1Ω 小電阻用于限流，該電路適用于不要求隔離的中功率開關設備。這兩種電路特點是結構簡單。
功率 MOSFET 屬于電壓型控制器件，只要柵極和源極之間施加的電壓超過其閥值電壓就會導通。由于 MOSFET 存在結電容，關斷時其漏源兩端電壓的突然上升將會通過結電容在柵源兩端產生干擾電壓。常用的互補驅動電路的關斷回路阻抗小，關斷速度較快，但它不能提供負壓，故抗干擾性較差。為了提高電路的抗干擾性，可在此種驅動電路的基礎上增加一級有 V1、V2、R 組成的電路，產生一個負壓，電路原理圖如圖 8 所示。
當 V1 導通時，V2 關斷，兩個 MOSFET 中的上管的柵、源極放電，下管的柵、源極充電，即上管關斷，下管導通，則被驅動的功率管關斷；反之 V1 關斷時，V2 導通，上管導通，下管關斷，使驅動的管子導通。因為上下兩個管子的柵、源極通過不同的回路充放電，包含有 V2 的回路，由于 V2 會不斷退出飽和直至關斷，所以對于 S1 而言導通比關斷要慢，對于 S2 而言導通比關斷要快，所以兩管發熱程度也不完全一樣，S1 比 S2 發熱嚴重。該驅動電路的缺點是需要雙電源，且由于 R 的取值不能過大，否則會使 V1 深度飽和，影響關斷速度，所以 R 上會有一定的損耗。
（1）正激式驅動電路。電路原理如圖 9（a）所示，N3 為去磁繞組，S2 為所驅動的功率管。R2 為防止功率管柵極、源[敏感詞]電壓振蕩的一個阻尼電阻。因不要求漏感較小，且從速度方面考慮，一般 R2 較小，故在分析中忽略不計。
其等效電路圖如圖 9（b）所示脈沖不要求的副邊并聯一電阻 R1，它做為正激變換器的假負載，用于消除關斷期間輸出電壓發生振蕩而誤導通。同時它還可以作為功率 MOSFET 關斷時的能量泄放回路。該驅動電路的導通速度主要與被驅動的 S2 柵極、源極等效輸入電容的大小、S1 的驅動信號的速度以及 S1 所能提供的電流大小有關。由仿真及分析可知，占空比 D 越小、R1 越大、L 越大，磁化電流越小，U1 值越小，關斷速度越慢。該電路具有以下優點：
③占空比固定時，通過合理的參數設計，此驅動電路也具有較快的開關速度。
該電路存在的缺點：一是由于隔離變壓器副邊需要噎嗝假負載防振蕩，故電路損耗較大；二是當占空比變化時關斷速度變化較大。脈寬較窄時，由于是儲存的能量減少導致 MOSFET 柵極的關斷速度變慢。
（2）有隔離變壓器的互補驅動電路。如圖 10 所示，V1、V2 為互補工作，電容 C 起隔離直流的作用，T1 為高頻、高磁率的磁環或磁罐。
導通時隔離變壓器上的電壓為（1-D）Ui、關斷時為 D Ui，若主功率管 S 可靠導通電壓為 12V，而隔離變壓器原副邊匝比N1/N2 為 12/[（1-D）Ui]。為保證導通期間 GS 電壓穩定 C 值可稍取大些。該電路具有以下優點：
①電路結構簡單可靠，具有電氣隔離作用。當脈寬變化時，驅動的關斷能力不會隨著變化。
②該電路只需一個電源，即為單電源工作。隔直電容 C 的作用可以在關斷所驅動的管子時提供一個負壓，從而加速了功率管的關斷，且有較高的抗干擾能力。但該電路存在的一個較大缺點是輸出電壓的幅值會隨著占空比的變化而變化。當 D 較小時，負向電壓小，該電路的抗干擾性變差，且正向電壓較高，應該注意使其幅值不超過 MOSFET 柵極的允許電壓。當 D 大于 0.5 時驅動電壓正向電壓小于其負向
電壓，此時應該注意使其負電壓值不超過 MOAFET 柵極允許電壓。所以該電路比較適用于占空比固定或占空比變化范圍不大以及占空比小于 0.5 的場合。
（3）集成芯片 UC3724/3725 構成的驅動電路
電路構成如圖 11 所示。其中 UC3724 用來產生高頻載波信號，載波頻率由電容 CT 和電阻 RT 決定。一般載波頻率小于600kHz，4 腳和 6 腳兩端產生高頻調制波，經高頻小磁環變壓器隔離后送到 UC3725 芯片 7、8 兩腳經 UC3725 進行調制后得到驅動信號，UC3725 內部有一肖特基整流橋同時將 7、8 腳的高頻調制波整流成一直流電壓供驅動所需功率。一般來說載波頻率越高驅動延時越小，但太高抗干擾變差；隔離變壓器磁化電感越大磁化電流越小，UC3724 發熱越少，但太大使匝數增多導致寄生參數影響變大，同樣會使抗干擾能力降低。根據實驗數據得出：對于開關頻率小于 100kHz 的信號一般取（400～500）kHz 載波頻率較好，變壓器選用較高磁導如 5K、7K 等高頻環形磁芯，其原邊磁化電感小于約 1 毫亨左右為好。這種驅動電路僅適合于信號頻率小于 100kHz 的場合，因信號頻率相對載波頻率太高的話，相對延時太多，且所需驅動功率增大，UC3724和 UC3725 芯片發熱溫升較高，故 100kHz 以上開關頻率僅對較小極電容的 MOSFET 才可以。
對于 1kVA 左右開關頻率小于100kHz 的場合，它是一種良好的驅動電路。該電路具有以下特點：單電源工作，控制信號與驅動實現隔離，結構簡單尺寸較小，尤其適用于占空比變化不確定或信號頻率也變化的場合。
MOSFET 的開關軌跡線是判斷 MOSFET 開關過程“軟硬”程度的重要評估指標，MOSFET 的軟硬程度對于開關電源的性能、壽命、EMI 水平都有至關重要的影響，本文介紹了一種簡單實用的方法，利用泰克TDS3000 系列示波器，可以實時做出 MOSFET 的開關軌跡線，為改善 MOSFET 的開關狀態提供依據。
開關電源中的開關器件(本文以 MOSFET 為例)在任意時刻的損耗都可以用下式計算，
其中，ID為開關器件的電流，UDS 為電壓。一般地，我們希望開關器件工作在飽和或截止狀態。為減小開關損耗，在器件開關的動態過程中，總希望 ID和 UDS 在任意時刻都至少有一個值接近或等于零。開關軌跡線可以很好的體現出開關器件的電流和電壓的關系，開關軌跡線以 MOSFET 的漏源極電壓 UDS 為橫軸，漏極電流 ID為縱軸，標示出 MOSFET 所承受的電流和電壓的關系。典型開關軌跡線如圖 1 所示：
圖 1 中 a 線表示了 MOSFET 的一次開通過程，UDS 逐漸降低，ID逐漸升高；b 線表示了一次關斷過程，UDS 逐漸升高，ID逐漸降低。但是這樣的開關過程中存在電壓和電流都很高的時刻，將會造成很大的開關損耗，這就是所謂的硬開關。硬開關不但增加了開關損耗，而且影響 MOSFET 的壽命，更造成復雜的 EMI 問題，所以我們通常希望開關過程盡量“軟”一點。c、d 線表示了一次理想的軟開關過程，c 線表示 MOSFET 開通時，漏源極電壓下降到零，漏極電流才開始從零上升，d 線表示 MOSFET 關斷時，漏極電流先下降到零后，漏源極電壓才開始上升。也就是說，開關軌跡線越是靠近坐標軸，開關過程就越“軟”。
利用開關軌跡線，可以評估 MOSFET 的開關狀態，為改善開關過程提供定量依據。本文介紹了一種利用 TDS3000 系列示波器，可以實時做出 MOSFET 的開關軌跡線，為改善 MOSFET的開關狀態提供指標。試驗電路為常見的回掃(flyback)電路，如圖 2。CH1 通道接電壓探頭，采樣 MOSFET 漏極電壓，CH2通道接電流探頭，采樣 MOSFET 的漏極電流。選擇合適的水平和垂直標度，將觸發電平設置到 CH1 上，可以得到如圖 3 所示波形。
這個波形只是表示出電壓和電流隨時間變化的情況，沒有直觀地體現電壓和電流的相互關系。我們可以利用 TDS 示波器的 XY 顯示模式，觀察 MOSFET 的開關軌跡線。將 TDS 示波器調節到 XY 模式，調節CH1 和 CH2 的幅值標度到合適位置，即可得到如圖 3.b 所示波形。這個波形顯示了一個完整的 MOSFET開關周期中的電流電壓的相互關系，也就是開關軌跡線。其中 ABC 為開通軌跡線，CDA 為關斷軌跡線。
也可以將 MOSFET 的開通軌跡線單獨顯示在屏幕上，具體做法如下：將時域的波形逐漸拉寬，讓整個屏幕只顯示開通過程的波形(此時除了調節時間標度，還可能需要調節一下觸發電平)，使開通瞬間地電流電壓波形處于屏幕正中間，如圖 4。
此時，將示波器調節到 XY 模式下，即可可以看到 MOSFET 的開通軌跡線。在回掃電路中，由于 MOSFET開通后，變壓器原邊電感限制漏極電流的突變，漏極電流從零上升，MOSFET 是軟開通。這個特性在開通軌跡線上，表現為電壓先沿著或貼近 X 軸減小到零，漏極電流才開始上升。
同樣的方法，可以觀察到MOSFET 的關斷軌跡線。關斷前，漏極電流正處于峰值電流出(此時，MOSFET 的狀態正處于開關軌跡線的 C點)。關斷過程中，漏極電流下降的同時，漏源極電壓上升，從圖 5.b 上看，表現為關斷軌跡線位置很高。
MOSFET 是硬關斷，關斷損耗很大。并且，變壓器原邊漏感中的能量對 MOSFET造成很大的電壓沖擊。利用開關軌跡線減小開關損耗由以上分析可知，開關軌跡線可以直觀地反映 MOSFET 地開關損耗。我們總是希望 MOSFET 的開關損耗盡可能減小，為此，我們常常在 MOSFET 周圍添加一些輔助電路，開關軌跡線可以幫助我們評估改善的效果。
以圖示的回掃電路為例，為了改善 MOSFET 的關斷軌跡，在變壓器原邊繞組兩端并聯 RC 緩沖支路(如圖 6)，限制 MOSFET 關斷時漏極電壓的上升速度。
圖 6 中所示，R=1kΩ，C=200pF，圖 7a~d 為加入 RC 電路后的開關軌跡線。與之前的開關軌跡線相比，加入 RC 電路后，MOSFET 的關斷軌跡更靠近坐標軸了(圖 7.d)。這是因為在 MOSFET 關斷瞬間，由于電容電壓不能突變，依然保持輸入電壓，使得 MOSFET 上電壓保持為零。隨著電容 C 的放電，MOSFET的電壓才逐漸升高。這樣，就限制了 MOSFET 漏源極電壓的上升速度，關斷損耗得到減小，不過關斷損耗的減小是以開通損耗的增加為代價的。這是由于 MOSFET 關斷期間，電容 C 上電壓為零，MOSFET開通瞬間，電容 C 通過電阻 R 和 MOSFET 充電引起的。從圖 7.c 開通軌跡線上可以看出，MOSFET 的開通軌跡線向“上”移動了，也就是說，漏源極電壓還沒下降到零時就有漏極電流流過了。
應該權衡考慮開通損耗和關斷損耗，選擇適當的 RC 值。利用開關軌跡線可以方便地找到這個平衡點，以確保總損耗降至[敏感詞]。
利用 TDS3000 系列示波器的 XY 顯示模式，可以方便地重現 MOSFET 的開關軌跡線。利用這一功能，我們可以定量地了解回掃電路中 MOSFET 的開關情況，并為其吸收電路選擇合理參數。這個方法也可以方便地應用到其他功率開關和電路拓撲中去。
來源：參考文獻：林渭勛 現代電力電子電路 浙江大學出版社 2002
作者：張勇 奧爾特(上海)電子有限公司
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